本文介绍高PFC,低THD,高性能LED驱动芯片的特性及其应用。详细描述了它的特点和工作原理，外围电路的设计.1.产品概述是一款具有功率因素校正功能的LED驱动芯片，内部集成了一个启动时钟，模拟乘法器、零电流检测电路、LEB前沿触发电路，输出采用图腾柱结构来驱动功率MOS。通过固定导通时间控制来稳定输出且实现高功率因数(PF)与低总谐波失真(THD)特性。内部高模拟乘法器设计与THD优化模块设计使IC能在输入全电压范围内应用，且保持极低的总谐波失真。采用了良好的电路保护，其中包括：电源电压欠压锁存，电源电压过压保护，过流保护，输出电压钳位用于保护外部功率MOS。特点：零电流开关和最小关断时间控制极低输入电流总谐波电流失真（THD）极低启动电流边沿消隐替代外部RC滤波外部可调线电压补偿外部可调输出过压保护VCC过压保护限流保护输出短路保护开环保护系统外部元器件少Dip-8/SOP-8封装应用范围：LED照明驱动应用商业与工业照明建筑照明街灯照明2.系统设计图一典型应用反激拓扑结构。反激式拓扑已被广为接受，因为其相对简单，构成元件少，具有成本效益优势且性能合变压器T初级端中的电流线性斜升，建立了一个储存能量的磁场，变压器绕组的极性点显示极性满足条件以致次级端整流器Do在此期间关断。

一旦的所有电压的极性反转。Do开始导通且储存在T中的能量传送到输出电容器中。图一典型应用反激拓扑结构AN-01CSC03ACSC03ACSC03ACSC03ACSC03ACSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯控制器的占空比和变压器匝比一起决定输出电压，其在隔离反馈网络的帮助下是稳定的。因为初级和次级之间的不完全耦即漏电感的存在，缓冲网络钳位电压突升的电压应力是重要的，但同时也是功率损耗的一个来源。为反射电压。（1）实现高功率因数PFC假设交流输入电压波形是理想正弦波，整流桥也是理想的，则整流后输入电压瞬时值再假定在半个交流输入电压周期内CSC6562A误差放大器的输出COMP与相位无关。假设变压器的效率为且绕组间完全耦合流明值，当MOSFET关断时，off其中可看出，off随输入瞬时值变化而变化。系统工作电流波形如图二所示。可得，在半个输入电压周期内，只要控制固定，则电感电流峰值跟随输入电压峰值，且相位一致，即实现高功率因数PFC。图二系统工作电流波形（2）下面将针对反激拓扑结构介绍外围参数设计流程，典型设计流程框图如图三所示。确定系统参数确定输入电压范围，最小工作频率，系统效率VR确定变压器原边电Lp计算初级电流值吸收回路设计选择变压器磁芯计算匝数和圈数确定绕组和圈数确定磁芯窗口否满足是否更换磁芯外围电路设计反馈电路设计保护电路设计设计完成CSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯（2.1）确定系统参数首先根据实际应用确定系统目标参数，输入电压范围ac系统效率；输出电压然后针对目标参数进行系统参数预设计，输入功率为次级整流二极管压降；根据变压器的匝数比，MOSFET和源级电压额定值ds与FRD的逆向电压额之间，存在着一种权衡关系，如图四所示ds之间的权衡关系匝数比（Np/Ns）较大时，快恢复二极管FRD反地，匝数比较小时，会对MOSFET形成较高的电压压力，但FRD会降低。

系统工作的占空比D，定义为导通时间与开关周期之比，即：从上式可以看出，占空比为一变量,最大占空比为输入电压最小正峰值处。其中通常谐波失真THD越大。系统最小工作频率最小开关频率(min)出现在最小输入电压ac的正弦峰值处。系统设计中，最小开关频率(min)需大于内部启动器的频率,实际应用中为了减小变压器尺最小开关频率会选择得远大于内部启动器频率，如35kHz或更高。（2.2）确定系统工作参数计算系统工作条件，初级峰值电流等为外围元器件选择做依据。根据图二系统工作电流图（取红色方框区域）得到（如图五）系统关键波形图图五系统关键波形图则输出功率输入最大电流(max)(min)(max)(max);其中MOS内阻，可通过手册查询；初级电感压降CSC03ACSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯初级电感电流峰值最大值pk初级电流有效值rms次级峰值电流最大值pk次级电流有效值rmsmaxmaxmax其平均值为offpk（2.3）变压器参数设计确定初级电感量，电感的大小与最小开关频率有关，最小开关频率发生在输入电压最小且满载的时候，由公式推导有：为变量太多。选择合适磁芯的方法就是查阅磁芯选取指南。

没有合适的参数资料，采用下面的公式进行。1045010mm）如图六所示；图六磁芯窗口面积和截面积示意图对于大多数功率铁氧体磁芯来说，通常为0.3～0.35T。KF为填充系数，通常为0.2--0.3。根据选定的磁芯，确定初级最小绕线圈数来避免变压器饱和，有公式：satpk为饱和磁通量密度（单位：特斯拉）降低。初次级绕线匝比然后确定次级绕组整数值，有的时候可能比计算的最小匝数min大得多，这样将更换一个尺寸大的磁芯。如果成本和外形尺寸的限制，可以减少减少。VCC供电绕组,如图七所示；图七初次级和辅助绕组示意图升高，Vcc也会升高，由的数据手册可获得工作范围，为了正常工作下，Vcc电压有余量，通常电压值为16-18V.并且Vcc电压高于37V，将钳压锁定，过压保护。在确定初级匝数后，可通过下式得出磁芯100040CSC03ACSC03ACSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯值，单位nH/turnsuH对于输出电流大时，可以用直径小的线多股并绕来减少趋肤效应。（2.4）吸收回路设计当MOS关断时，由于变压器漏感的存在，在MOS的漏端会出现一个电压尖峰，过大的电压加到MOS的漏端将引起雪崩击穿导致损坏。

因此需要引入吸收回路来限制尖峰电压。吸收（RCD）回路的工作原理是：MOS的漏端电压大于吸收回路二极管Dsn阴极电压时，二极管Dsn导通，吸收漏感的电流从而限制漏感尖峰电压。图八缓冲电路pkDspkDs为初级电感漏感。缓冲电路的最大功耗可表示为：pkDsnleakDsnsnsn最大功耗为：snpkDsnleaksn其中Lr因此，可算出电阻值snpkDsnleak缓冲电路的最大涟波电压可用下列公式求得：maxsnsn设计中，缓冲电容Csn的设计根据能量守恒，缓冲电容的结果值越大，电压涟波越低，但功 耗会增加。因此，选择适当的值很重要。一般 而言，依照合理的估算，可决定缓冲电路的突 波电压为返驰电压 的1.5倍，而涟波电压 为50V.因此，缓冲电阻和电容可用下列方 程求得： Vinpk Dsn min265 pkDs pkDsn snvin (max)min (max) pkDsn leak （2.5）外围电路设计开关管 MOSQ 通常采用 沟道功率场效应管，MOSFET 压力应力计算方程式为： os snpk ax)(max) (max)(max) 则选取MOS 额定电压应 os snpk dsds ax)(max) (max)(max) 90额定 CSC03ALED照明专家 流明芯 流明芯 流明芯 流明芯 LMC MOS管DS 电压波形 FRD 的最大逆向电压和顺向峰值电流分别 pkIin pk (2.6)检测电阻设计的CS 管脚在瞬态期间或过载的 情况下，会限制峰值电流并保护 MOSFET. 切换峰值电流的限制位准和检测电阻可用下 列公式求得： CS管脚电压设计 max (min) (2.7)反馈回路设计为了获得高PFC,如上推导，假定在半个交流 输入电压周期内 误差放大器的输 为一恒定值。

（如图十一）所示控制 环路图： 其中EA 误差放大器， 极点一， 传输表达式为: 输出电压或负载变化，引起comp流明值，通过调节内部乘法器的输出来调节内部基准 点二G2的传输表达式为： pk pk MULT pk 为内部乘法器的增益，可以看出G2 只影 响环路的增益。 PWM控制部分G3 表达式为： ，也只是影响环路增益；功率输出级 G4 的传输函数除了影响环路增 益之外，还引入了一个零点和一个极点，但是 零点和极点都在较高频率处，可以忽略影响。 综上，出了G4 忽略，共有2 个极点和一 个零点。为了获得高的 PFC，设计时，环路 的带宽要设计得很窄， 两倍交流输入电压频率 处的增益要很低，主极点位于次级侧，初级侧 的极点为次极点，次级侧的零点用于提高相 位，增加环路的相位裕度，需合理调节。R6 的取值需要保证误差放大器的输出电压 COMP 能在全动态范围内输出。环路参数设计时， 应确定光电耦合器的工 作电流，通常设定为1mA 左右以延长光电耦 合器的寿命。 图十一控制环路图 MULT 分压电阻的选取：整流后的输入 电压通过电阻分压送入 MULT 处，对于全电 压范围， MULT pk ax)应设定在 2.5V～3V 对于单一电压，可设定在 1V～1.5V 之间。

CSC03ACSC03A LED照明专家 流明芯 流明芯 流明芯 流明芯 LMC MULT管脚表达式： MULTpk 为了降低功耗，流过分压电阻的电流设定为几 百uA 或更低。为了减小高频噪音对控制电路 的干扰， 常在下分压电阻的两端并联一小高频 滤波电容C8. CSC03ALED照明专家 流明芯 流明芯 流明芯 流明芯 LMC CSC03ALED照明专家 流明芯 流明芯 流明芯 流明芯 LMC